离线式PWM开关电源传导电磁干扰EMI的分析研究

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  <p style="LAYOUT-GRID-MODE: char; LINE-HEIGHT: 125%; TEXT-ALIGN: center" align="center"><b>和军平，姜建国</b></p><p style="LAYOUT-GRID-MODE: char; LINE-HEIGHT: 125%; TEXT-ALIGN: center" align="center"><b>（清华大学电机工程与应用电子技术系，北京 100084）</b></p><p style="LINE-HEIGHT: 13&#46;3pt">&nbsp;&nbsp;&nbsp; <b>摘&nbsp; 要</b>：该文利用分析和测量相结合的方式，详细研究了一台离线式PWM开关电源的传导电磁干扰（EMI）特性。在分析各个器件作用的基础上，得出了反映典型电磁干扰发射时，传导干扰发射量、干扰源和干扰传播通道关系的线性化方程，进而提出了测量典型传导干扰耦合通道特性的新方法，并进行了验证。利用测得的传导干扰耦合通道特性，具体分析了PWM开关电源高频功率开关器件中d<i>v</i>/d<i>t</i>、d<i>i</i>/d<i>t</i>对传导干扰发射的作用。根据变换器主要的杂散参数和共模干扰的基本传播途径，可得出低阶的等效共模传导干扰模型，以指导电源滤波器的设计。<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp;<b>&nbsp;</b><b>关键词</b>：电力电子；电磁干扰；耦合通道；离线式PWM开关电源</p><p><b>1&nbsp; 引言<br /></b>&nbsp;&nbsp;&nbsp; 由于高速功率开关器件的普遍使用和电力电子装置数量的增多，电力电子变换器产生的电磁干扰日趋强烈，已经成为电力电子技术继续进步的一个重要约束^[1]。研究电力电子装置电磁干扰源、电磁干扰耦合通道的特性及其描述方法有助于电力电子设计人员认清电磁干扰的产生和传播机理，从而选择有效的方法改善装置的电磁兼容性能。<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 通过建立包括功率半导体器件、无源元件以及电路连线在内的高频电路模型进行电磁干扰的仿真分析和研究是较为常见的方法^[2-5]。但由于实际电力电子装置中半导体器件的开关瞬态性能、电路连线的三维结构以及无源器件的非线性等因素的影响，对其进行精确的描述很困难，因此该方法对实际装置的电磁干扰发射还很难进行准确的预测。在建立高频电路仿真模型过程中，该方法通常将各个元器件单独进行建模，而对元器件间实际存在的高频耦合效应未予以考虑，这种简化处理有时会严重影响对电磁干扰的正确理解和分析，也不利于指导设计人员的调试^[6]。<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 本文采用测量和理论分析相结合的方式，对一台小功率离线式PWM开关电源的传导干扰源的特性和传导干扰耦合通道的特性进行了详细的分析和研究。在离线式PWM开关电源中，高频功率开关器件是产生射频电磁干扰的主要因素，工频整流二极管的不同工作状态对传导干扰发射的作用可视为电磁干扰耦合通道的一部分。这样可以得到描述传导干扰发射量、传导干扰源和干扰传播通道之间关系的一组方程。根据该关系方程，在本文第三部分提出了一种新的测量传导干扰耦合通道特性的方法，并对开关电源在典型电磁干扰发射时的传播耦合通道的特性进行了测量和验证。在本文第四部分，利用测得的干扰通道特性，对高频功率MOS管的d<i>v</i>/d<i>t</i>和快恢复功率二极管的d<i>i</i>/d<i>t</i>对开关电源传导干扰发射的具体作用进行了深入的分析。为指导电源滤波器的设计，本文根据共模干扰（CM）的基本耦合途径，结合离线式PWM开关电源的主要杂散参数得出了低阶的共模干扰模型。<br /><b>2&nbsp; 电磁干扰源和干扰耦合通道的分析<br /></b>&nbsp;&nbsp;&nbsp; 本文所研究的单相离线式PWM开关电源主电路及其传导干扰发射测量原理如图1所示。开关电源主电路由工频整流滤波和高频升压变换两部分组成，图中虚线表示主电路和地之间的杂散耦合电容。功率开关管M1安装在铝散热器上。该开关电源额定参数如下：<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 输入电压：220V&nbsp; AC<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 输出电压：400V&nbsp; DC<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 输出电流：0&#46;8A<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 开关频率：48&#46;7kHz</p><p align="center"><img height="215" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/92-1&#46;jpg" width="351" border="0" /></p><p><br />&nbsp;&nbsp;&nbsp;&nbsp;&nbsp;&nbsp; 严格来讲，电力电子装置中的开关器件和无源元件的非线性都是产生电磁干扰的原因。在图1所示开关电源中，由于电感磁芯选用高导磁率软磁材料，且正常工作磁通密度远低于饱和点，非线性程度较小，故可忽略这个主要无源元件的非线性所产生的电磁干扰。工频整流桥和高频功率开关器件也是传导电磁干扰源^{[2, 7]}，但两者的作用有所不同。测量表明，工频整流二极管产生的反向恢复电流峰值远小于高频二极管D₁的反向恢复电流峰值，而且工频整流二极管中d<i>i</i>/d<i>t</i>也远小于高频二极管D₁的d<i>i</i>/d<i>t</i>，同时工频整流二极管的d<i>v</i>/d<i>t</i>也远小于功率开关管M₁的d<i>v</i>/d<i>t</i>，加之整流桥工作频率远低于高频功率器件工作频率，所以图1所示开关电源的主要传导干扰源是高频功率器件M₁和D₁。虽然功率器件M₁和D₁在开关瞬时是相互影响的，但在进行开关电源对电网传导电磁干扰发射分析时，可将两者分别单独考虑，以简化处理。电压型器件M₁可视为电压源型干扰源、D₁则可视为电流型干扰源。整流桥则被视为对电网传导干扰的传播通道的一部分。由于整流二极管的不同工作状态，干扰传播通道显出很强的非线性。当整流二极管全关断时，呈现出较大的阻抗，且其值随二极管所受反向电压的变化而变化，这时开关电源对电网的传导干扰发射小一些。当整流二极管对角导通时，二极管呈现出很小的阻抗，这时开关电源对电网传导干扰发射强烈^[2]。一般来讲，整流二极管对角导通的持续时间同二极管全关断的持续时间也是可比较的，因而从电磁干扰发射的角度来看，二极管对角导通状态即代表了开关电源电磁干扰发射的恶劣工况，也即开关电源的典型电磁干扰发射情况。尽管由于整流桥和高频功率变换部分会相互作用，产生整流二极管单管导通现象，但该过程持续时间较短，且易于消除，故本文忽略其影响^[8]。<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 基于上述分析，本离线式开关电源的传导干扰源、干扰耦合通道以及标准测量设备线路阻抗稳定网络（LISN）之间的关系可用如图2所示的四端口网络来表示。</p><p align="center"><img height="147" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/92-2&#46;jpg" width="323" border="0" /></p><p><br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 图2中，<i>v</i>_M1 代表功率MOS场效应管M₁的电压， <i>i</i>_D1 代表高频二极管D₁的电流，<i>v</i>_lisnl和<i>v</i>_lisnn 分别代表火线和中线上LISN 50W电阻上的传导干扰电压。传导干扰发射量<i>v</i>_lisnl(<i>t</i>)<i>&nbsp;</i>和 <i>v</i>_lisnn(<i>t</i>)与传导干扰源<i>v</i>_M1(<i>t</i>)<i>&nbsp;</i>和 <i>i</i>_D1(<i>t</i>)之间的关系可以用式(1)和式(2)描述<br /><img height="50" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/92-3&#46;jpg" width="271" border="0" /></p><p>&nbsp;&nbsp;&nbsp; 一般来说，上述方程式是非线性的，但当研究离线式开关电源因整流桥对角导通而导致的恶劣传导干扰发射情况时，电磁干扰耦合通道的非线性程度不高，可近似认为是线性的。上述方程在频域线性化后，可表示为<br /><img height="48" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/93-1&#46;jpg" width="328" border="0" /></p><p>式中&nbsp; <i>H</i>₁(<i>w</i>)、<i>H</i>₂(<i>w</i>)、<i>H</i>₃(<i>w</i>)和<i>H</i>₄(<i>w</i>) 表示开关电源在典型传导干扰发射时，图2所示模型的传递函数，它们描述了干扰耦合通道的特性。<br /><b>3&nbsp; 传导干扰耦合通道特性的测量<br /></b>&nbsp;&nbsp;&nbsp; 从前述模型来看，确定电磁干扰耦合通道的特性是进一步分析和描述传导电磁干扰模型的基础。文[9]提出了一种测量交流电机传动系统中电磁干扰耦合途径特性的方法，它通过在系统中的某些关键点处注入低电平脉冲，再测出敏感点处的响应，即得出传导干扰耦合通道的特性。该文没有考虑高频开关器件中d<i>i</i>/d<i>t</i>的作用，也未考虑整流桥不同工作状态对传播通道的影响。D&#46;H&#46;Liu提出了一种系统的方法测量传导电磁干扰耦合通道特性，该方法考虑了电磁干扰传播过程中的非线性因素和器件间的耦合效应，但是该文未阐明如何确定电磁干扰源^[10]。<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 根据式(3)和式(4)，离线式PWM开关电源传导电磁干扰的典型传递函数可以通过测量不同的传导干扰源及其作用下的响应来求得。在本文中，通过改变开关电源的输入交流电压，从而使PWM开关电源高频开关部分运行于不同的占空比，即可得到不同的干扰源及其响应。在第一种情况时，开关电源输入电压<i>V</i>_in有效值为100V，开关管M₁占空比<i>d</i>为50%；在第二种情况时，开关电源输入电压<i>V</i>_in有效值为200V，占空比<i>d</i>为35%。图3显示的是由Tek754C示波器测量的，第一种输入电压下，当整流桥对角导通时，火线和中线上LISN中50W电阻上的传导干扰电压波形、高频开关管M₁上的电压波形以及高频二极管D₁中的电流波形。将上述两种条件下的波形进行傅立叶变换后，代入式(3)和式(4)，即可求得传递函数<i>H</i>₁(<i>w</i>)、<i>H</i>₂(<i>w</i>)、<i>H</i>₃(<i>w</i>)和<i>H</i>₄(<i>w</i>)。图4和图5分别显示的是求得的<i>H</i>₁(<i>w</i>)、<i>H</i>₂(<i>w</i>)的幅频曲线。<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 为检验上述结果的有效性，采用两种方法进行验证。第一种方法是继续改变开关电源的工作状态，将通过式(3)和式(4)得出的预测干扰波形同实测干扰波形进行对比。将开关电源输入电压<i>V</i>_in有效值调为264V，占空比<i>d</i>为12%，测量<i>v</i>_M1、<i>i</i>_D1，对其进行傅立叶变换后，代入式(3)和式(4)中，可得到传导干扰的预测频谱，再变换回时域得出预测的传导干扰<i>v</i>_lisnl和<i>v</i>_lisnn波形。图6显示了在高频开关管M₁开通和关断瞬态时，预测传导干扰波形同实测波形的对比，可以看出两者是很接近的。另外，采用类似文[9]的方法，在干扰源M₁的位置上加电压激励，测量出<i>H</i>₁(<i>w</i>)和<i>H</i>₃(<i>w</i>)曲线，结果同应用本文方法得出的曲线吻合得也比较好。</p><p align="center"><img height="232" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/93-2&#46;jpg" width="319" border="0" /><br /><img height="235" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/93-3&#46;jpg" width="319" border="0" /><br /><img height="239" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/93-4&#46;jpg" width="319" border="0" /></p><p><br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; 综上所述，根据式(3)和式(4)，采用使离线式开关电源处于不同的占空比工作状态，进而推知电磁干扰传播耦合通道特性的方法原理上是可行的。该方法无需附加专用仪器，而且包含了器件间的各种耦合效应。</p><p align="center"><img height="176" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/94-1&#46;jpg" width="300" border="0" /><br /><img height="245" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/94-2&#46;jpg" width="300" border="0" /></p><p><br /><b>4&nbsp; 分析和应用<br />4&#46;1&nbsp; dv/dt和di/dt对传导干扰发射的作用<br /></b>&nbsp;&nbsp;&nbsp; 虽然人们通常都认为，功率半导体器件在开通和关断瞬间形成的电压和电流突变是产生电磁干扰的主要根源，但对d<i>v</i>/d<i>t</i>和d<i>i</i>/d<i>t</i>的具体作用进行明确分析的还较少。根据式(3)和式(4)可知，离线式PWM开关电源在LISN上产生的传导干扰是由d<i>v</i>/d<i>t</i>和d<i>i</i>/d<i>t</i>两项共同产生的。利用测得的开关电源传导干扰耦合通道的特性曲线，就可分析d<i>v</i>/d<i>t</i>和d<i>i</i>/d<i>t</i>对开关电源传导干扰发射的具体影响。图7显示了开关电源在输入电压<i>V</i>_in为264V条件下，M₁开通瞬间d<i>v</i>/d<i>t</i>和d<i>i</i>/d<i>t</i>各自产生的成分。</p><p align="center"><img height="235" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/94-3&#46;jpg" width="317" border="0" /></p><p>&nbsp;&nbsp;&nbsp; 可以看出，尽管|<i>H</i>₂(<i>w</i>)|曲线整体上不比|<i>H</i>₁(<i>w</i>)|曲线小，但由于开通瞬态时功率管M₁的d<i>v</i>/d<i>t</i>远大于二极管D₁的d<i>i</i>/d<i>t</i>，故而导致由<i>h</i>₁(<i>t</i>)与<i>v</i>_M1(<i>t</i>)卷积得到的干扰电压的峰值远高于由<i>h</i>₂(<i>t</i>)与<i>i</i>_D1(<i>t</i>)卷积得到的干扰电压的峰值。在功率管M₁关断瞬态时也有类似趋势出现。<br /><b>4&#46;2 &nbsp;dv/dt和di/dt对共模和差模传导干扰的作用<br /></b>&nbsp;&nbsp;&nbsp; 通常对电力电子装置的传导干扰发射多是从共模干扰（CM）和差模干扰（DM）的角度来进行分析。实际上，当通过上述简单的测量得出开关电源的电磁干扰耦合通道特性后，传导干扰发射的共模成分和差模成分与干扰源d<i>v</i>/d<i>t</i>和d<i>i</i>/d<i>t</i>的关系也可容易地确定。将式(3)和式(4)分别相加和相减，就可得到关于共模干扰和差模干扰的耦合通道的特性，具体如式(5)和式(6)所示。<br />&nbsp;<img height="48" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/94-4&#46;jpg" width="324" border="0" /></p><p>运用上式，二极管D₁的d<i>i</i>/d<i>t</i>对CM传导干扰发射的作用和功率管M₁的d<i>v</i>/d<i>t</i>对DM传导干扰发射的作用都可详细地进行分析。这对简化分析所研究的开关电源的电磁干扰很有帮助。计算表明DM发射频谱曲线整体上远小于CM发射，图8显示了变换器<i>v</i>_M1 和 <i>i</i>_D1 都可各自产生CM干扰频谱成分。该图同样显示出类似图7中的趋势，即对于小电流、较高电压开关电源的传导干扰发射，CM 发射是主要的，且主要是由功率开关管上d<i>v</i>/d<i>t</i>产生的。</p><p align="center"><img height="258" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/94-5&#46;jpg" width="301" border="0" /></p><p align="left"><b>4&#46;3&nbsp; 等效CM干扰模型的建立<br /></b>&nbsp;&nbsp;&nbsp; 所研究的开关电源主要的传导干扰是共模型式的，建立一个等效CM干扰模型有助于电源EMI滤波器的设计。对实际的变换器，通过提取高频杂散参数的方法建立高阶电路模型是比较困难的^[2-^3]。根据共模干扰传播的基本途径，测量得到几个主要参数，如功率管M₁对散热器杂散耦合电容、负载电阻对地杂散电容、LISN内部电路结构，即可得到一个近似的反映开关电源恶劣传导干扰发射工况的低阶共模传导干扰等效模型，具体电路如图9所示。其中<i>C</i>₁为M₁对地电容、<i>C</i>₂为开关电源的电阻负载对地耦合电容，其值采用ELC-131D型LCR表测得。<i>L</i>₂、<i>L</i>₃为电源输出引线和输入引线对地的电感，其值通过HP4395A阻抗分析功能测得。该等效模型的传递函数如图10上方曲线所示，可见同测量得到的曲线趋势是相似的。减小功率管M₁对地电容，可使共模传递函数幅值减小，从而衰减d<i>v</i>/d<i>t</i>的传播。图10的下方显示了将<i>C</i>₁减少到原来1/3时，通过模型预测和实测的（<i>H</i>₁+<i>H</i>₃）/2曲线，可见两者比较一致，从而说明了<i>C</i>₁的作用。</p><p align="center"><img height="180" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/95-1&#46;jpg" width="321" border="0" /><br /><img height="253" src="http://www&#46;bjx&#46;com&#46;cn/files/wx/zgdjgcxb/2003-6/95-2&#46;jpg" width="330" border="0" /></p><p><b>5&nbsp; 结论<br /></b>&nbsp;&nbsp;&nbsp; （1）离线式PWM开关电源中高速功率开关器件产生的电压、电流瞬变是主要传导电磁干扰源。<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; （2）分析和试验表明，通过使开关电源处于不同的占空比状态，可以测量得出开关电源在典型传导干扰发射时的干扰传播通道的传递函数，有效地描述传导干扰耦合通道的特性。<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; （3）利用测出的开关电源典型耦合通道传递函数，针对高频功率器件的d<i>v</i>/d<i>t</i>和d<i>i</i>/d<i>t</i>对传导干扰发射、CM传导发射和DM传导发射产生的作用进行了频域和时域分析，可以认为所研究的PWM开关电源的主要传导干扰分量是由d<i>v</i>/d<i>t</i>产生的CM发射。<br />&nbsp;&nbsp;&nbsp; （4）得出了传导干扰主要模式CM干扰的低阶等效模型，可为抑制电磁干扰发射提供指导。</p><p class="1"><b>参考文献</b></p><p style="LINE-HEIGHT: 12pt">[1]&nbsp; Van Wyk J D，Lee F C．Power electronics technology—status and future[C]．Proceedings of IEEE PESC，1999．<br />[2]&nbsp; Li Ran，Bradley K J，Christopoulos C．Conducted electromagnetic emission in induction motor drive system part I: Time domain analysis and identification of dominant modes[J]．IEEE Trans&#46; on Power Electronics，1998，13(4)：757-767．<br />[3]&nbsp; Teulings W，Schanen J L，Roudet J．A new technique for spectral analysis of conducted noise of a SMPS including interconnects [C]．Proceedings of IEEE PESC，1997．<br />[4]&nbsp; 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