全面降低EMI的600V QPT IGBT设计概念

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  穿透型(Punch Through) IGBT在本质上会比其相对的MOSFET器件产生更多EMI(电磁干扰)，这是由于IGBT的本质是双载流器件，其开关特性是受p-n-p三极管的增益控制的。很高的di/dt是产生EMI的直接成因。


本文将介绍和分析新型的IGBT，即QPT (Quick Punch Through)，能使PT IGBT像MOSFET那样进行开关。这是通过为PT IGBT设计较窄和较低浓度的漂移区来实现，这使得耗尽层可以在较低的电压下穿透至缓冲区域。QPT的电容也经过优化，使到通道可在集电极电压达到总线电压前保持导通，这样就能控制并将关断di/dt减至最少。


今天，功率MOSFET器件由于开关损耗低，因而能在100kHz以上工作频率领域据主导地位。IGBT则凭其低导通损耗占据50kHz以下的市场。至于50KHz至100kHz频率范围会视乎应用状况而由两者之一来完成。图1所示为此类应用的典型硬开关电路。器件设计必须将开关损耗、导通损耗以及EMI减至最少。


MOSFET的开关特性是在关断延迟期间具有高dv/dt，并可通过改变外部串联栅极电阻(RG)来控制di/dt。然而，减小di/dt会导致关断损耗(Eoff)增加，图2所示为MOSFET (MOSFET1)的开关特性。


与功率MOSFET相比，PT IGBT的导通损耗较低而开关损耗较高。IGBT因关断期间di/dt陡变而具有较高的EMI。图3所示为典型PT IGBT (IGBT1)的关断波形。IGBT可设计成在关断期间提供低di/dt和低集电极过压。图6所示就是此类IGBT(IGBT2)的仿真关断波形。这类IGBT通常是非穿透型(NPT)或软穿透型(SPT)；可以通过增加漂移层的厚度，防止在集电极电压达到总线电压时，耗尽层的边缘穿透至P型集电极或缓冲区域[1][2]。这就要仔细地平衡N型漂移区的厚度和浓度以及载流子生命期，从而在特定的总线电压下优化集电极和发射极之间的导通压降(VCE(sat))与关断损耗关系曲线。增加的载流子会降低漂移区的有效阻抗，使到平衡处理更加复杂。因此，穿透电压会随开关电流的密度而变化。


分析PT IGBT的感性负载关断


在本文中，软PT、典型PT IGBT、最新的600V和500V MOSFET、600V NPT IGBT， 以及QPT IGBT会通过彷真进行比较，全部的有效面积均为0.553cm2。SYNOPSYS Medici混合模式彷真工具将用来分析每种器件的关断特性。所有垂直结构尺度都按QPT IGBT的漂移区厚度进行规范，掺杂浓度则按QPT漂移区浓度规范。栅极电压(VG)和MOSFET源极电压(VS) 或IGBT发射极电压(VE)之间的压差，将定义为VG(effective)。


图3所示为QPT漂移区厚度为1.3X和掺杂浓度为1.3X的PT IGBT1的仿真关断曲线，此IGBT的VTH为3.9V。图4所示为同一的IGBT1测得的关断电压，在关断开始时，栅极电压衰减至低于阈值电压(VTH)，且电流（Ie）终止。


此时，除在VCE dv/dt驱动下流回栅极的位移电流外，几乎所有的IGBT电流都是空穴电流。在VCE即将达到总线电压时，dv/dt出现突变。此时，耗尽层边缘已经到达该关断条件的缓冲区域，电压超过600V IGBT的额定值。如果该器件不能承受雪崩能量，便会发生故障。紧随其后，di/dt出现突变，di/dt流经寄生的集电极引线电感和电路电感，使IGBT集电极产生负压。这是由简单的电感电流和电压关系所引起的。


图5是图3的扩展图，表示IGBT1发射极电压已降至 -30V以下，dv/dt引起的位移电流开始对栅极重新充电。IGBT1的栅极与发射极间存在电容耦合，因此，VG 的电压下降滞后于 VE 。这就在IGBT栅极和发射极间造成电压降。如果该电压降超过栅极氧化层破裂电压，IGBT就会损坏。


如图3所示，该电压降可大于IGBT1的阈值电压。如图3所见，IGBT1的栅极在恢复通道电流Ie时将被重新偏置。此时空穴被注入IGBT1未耗尽的缓冲和漂移区，导致电压下降时间(tf)和Eoff增加。


图6给出PT IGBT2的关断仿真曲线，PT IGBT2的漂移区厚度和漂移掺杂浓度分别为QPT的1.5X和4X。其VTH为5.5V，该IGBT无dv/dt突变。当VCE超过总线电压时，dv/dt缓慢变化。但VE仍然有突降导致IGBT2栅极重新偏置。为防止这种现象，必须提高漂移浓度和/或漂移厚度，这样会使到Eoff增加，另一个抑制IGBT重新偏置的方法是增加VTH。


图7和图8给出电流密度为73A/cm2时Eoff 和di/dt作为RG的函数曲线。两个图表比较了IGBT1、IGBT2、600V NPT IGBT及 MOSFET1曲线。所有的IGBT都是在125°C、73A/cm2、VCE(sat)=1.4V 和VCE(sat)=2.0V的条件下进行比较。VCE(sat)=1.4V的IGBT1和VCE(sat)=2.0V的IGBT2的di/dt变化完全相同。VCE(sat)=1.4V的IGBT1的di/dt很高，因为其dv/dt变化更陡。VCE(sat)=2.0V的IGBT2 的di/dt最低，但该di/dt不受控制。这是因为IGBT2 VG(effective)在升压期间已经降低到VTH以下，在关断的剩余时间仍低于VTH。


NPT IGBT在VCE(sat)=2.0V时Eoff低，但VCE(sat)=1.4V时损耗太大。而NPT的di/dt情况则相反。


图9和图10绘出关断损耗和di/dt 相对开关电流密度的变化曲线。IGBT1的VCE(sat) 和 Eoff 折衷最佳，但di/dt性能较差。IGBT2的di/dt折衷合理，但Eoff 随 VCE(sat)的变化太大，其原因是未耗尽的漂移区引起p-n-p增益变化[3]。NPT在两个VCE(sat)电压下都有较高的di/dt，在VCE(sat)=1.4V时NPT的Eoff过大。NPT在VCE(sat)=2.0V时关断损耗最佳，但代价是di/dt较高，NPT在两个VCE(sat)电压下的另一个令人不满意的特性是，在电流密度低于50A/cm2时Eoff增大。


为了修改IGBT的关断特性以模仿MOSFET的关断特性，必须在漂移层设计和p-n-p增益中分离di/dt。QPT就解决了这个问题。图7、8、9和10中的QPT IGBT提供了最佳的IGBT折衷性能，这种IGBT具有最佳的关断di/dt，其Eoff与其它的IGBT类似，QPT能够在Eoff和改善di/dt之间达到平衡。影响p-n-p增益的处理变量与器件的性能相互分离。图7、8、9和10表示分离效果；在RG (4.5ohm时Eoff 和 di/dt与VCE(SAT)无关。


QPT感性负载关断曲线


图11给出第一个QPT原型的测量关断波形。尽管该QPT未完全优化，其结果显示出平滑的电流下降和最小的VCE过冲。如图7、8、9和10所示为QPT优化后产生MOSFET di/dt控制性能，但Eoff将会增大。最终优化的QPT IGBT的仿真关断波形如图12所示。该QPT的VTH为3.5V。图13对IGBT2和QPT在关断延迟时间内的仿真电场分布作了比较。


图13显示QPT的耗尽层在150V以下就已达到缓冲层，而IGBT2的耗尽层在390V时从未到达缓冲层。IGBT2存在一个未耗尽漂移层，使得关断损耗增加[3]。请见图12和图6，IGBT2在电压上升期间dv/dt变化缓慢，电压上升是那些必须扫除的空穴载流子引起的[3]。载流子浓度与p-n-p增益密切相关；而dv/dt的缓慢变化增大了IGBT2的损耗。QPT关断期间的dv/dt性能类似于MOSFET1，在升压期间损耗可降至最小。其dv/dt可产生有助于维持VG(effective)的位移电流。QPT的电容也作了优化，其VG(effective)在VCE上升期间可维持在VTH之上，如图12所示。


从图12可以看出，在电流下降期间QPT的栅极导通，Ie持续流动，类似于图2所示的MOSFET1。电流下降期间的初始di/dt由RG控制，这与MOSFET1 相同。QPT和MOSFET1关断之间的差异出现在电流下降结束时。QPT的拖尾电流是N型缓冲层的空穴重新结合而产生的，并会增加Eoff。进一步优化缓冲层将降低QPT的Eoff，结果是QPT的最大工作频率比MOSFET更低。不过，QPT在125°C下的导通压降较低(在1.4V至2.0V之间)，因此，QPT更适合100KHz以下的应用。在VCE达到总线电压后还保持Ie流动的优点是，抑制动态雪崩并防止非均匀关断引起的故障[4][5][6]。图14表示QPT在500A/cm2电流密度下的感应闭锁抗扰效应。


结论


本文设计并分析了QPT结构，通过改变传统PT IGBT的垂直结构和设计，QPT能够获得类似MOSFET的栅极可控关断di/dt性能。毋须在IGBT芯片制造工艺中增添任何附加工艺或复杂性即可达到上述效果。QPT的低关断di/dt能在维持良好的VCE(sat) 对 Eoff折衷的同时提供较低的EMI。通过保持通道导通直至VCE达到总线电压之后，可获得另一项优点：减少关断过程对QPT的应力。

sysop

基于器件的制造工艺来改善电磁兼容性，是个不错的思路。